Operační zesilovače

odle obr. 40d operuje se vstupními veličinami obou polarit a
rovněž výstup může nabývat hodnot obou polarit.

Používané principy analogového násobení
• Kvadratická násobička pracuje na principu řešení rovnice
()()
yx
yxyx
o
uu
uuuu
u =
−−+
=
4
22
. Na obr. 41 je komplex obvodů, nezbytných pro
konstrukci kvadratické násobičky.

Obr. 41 Princip kvadratické násobičky
• Logaritmická násobička

• PWM násobička -- Tento typ násobiček je založen na šířkové modulaci a současně i
amplitudové modulaci této šířkové modulace. Na výstupu je filtr typu dolní propust, který
odfiltruje nosnou frekvenci PWM. Jednoduchý princip čtyřkvadrantové násobičky je na obr.
42.

Obr. 42 Princip PWM násobičky

• Transkonduktanční násobička -- vyrábějí se pro jednokvadrantové i čtyřkvadrantové
operace a jsou používány v nejširším frekvenčním pásmu až do oblasti
8
10 Hz.

Používání analogových násobiček přináší velmi zajímavé obvodové možnosti. Jmenujme např.
pásmové propusti, jejichž kritická frekvence se řídí napětím, dvojnásobení frekvence signálu, řízení
zesílení stupně napětím, kontinuální měření výkonu, plynulé měření efektivní hodnoty i pro
nesinusové průběhy, měření fázového rozdílu, amplitudový modulátor, balanční modulátor a
demodulátor a další. Pokud potřebujeme operaci dělení, lze tuto operaci provést opět s analogovou
násobičkou, zapojenou do zpětné vazby invertujícího zesilovače, jak ukazuje obr. 43.

Obr. 43 Dělička, sestavená z násobičky a operačního zesilovače

Systémy s pulzní šířkovou modulací (PWM)

Lineární zesilování je výhodné do výkonů řádu 10
2
W, pro vyšší výkony je již nehospodárné. Proto se
řízení vyšších výkonů provádí téměř zásadně některým z typů pulzní modulace. Výběr typů pulzní
modulace je velmi pestrý - ty nejpoužívanější typy pulzní modulace jsou na obr. 44. Zkratky typů
modulací vycházejí z angličtiny a v podstatě odpovídají i českému překladu. Pulzní kódová modulace
v každém vzorkovacím intervalu analogový signál převede na n bitový logický kódovaný signál.
V řídicí technice, a obecně v systémech výkonové elektroniky, se nejčastěji používá pulzní
šířková modulace - PWM (pulse width modulation). Jak ukazuje obr. 44, základem této modulace je
vždy pevná nosná frekvence
op
op
T
f
1
= a měronosnou veličinou je šířka impulzu T. Podle požadavků
na aplikaci se modulace PWM modifikuje. Důležitou okolností je výběr počtu kvadrantů, ve kterých
se při konkrétní aplikaci bude operovat. Jsou aplikace jednokvadrantové, dvoukvadrantové a
čtyřkvadrantové.

Obr. 44 Základní typy pulzních modulací


PWM pro jednokvadrantové operace
Pulzní šířkový modulátor převádí vstupní napětí
i
u , které nabývá hodnot v intervalu
max
0
ii
Uu ≤≤
na interval T (t.j. délka aktivní části periody
op
T ). Spínač S periodicky spíná kombinovanou zátěž a
tím se plynule řídí příkon na zátěži. Zátěží bývá nejčastěji zátěž L, R nebo R. Pokud je v zátěži
induktor, je nutno připojit antiparalelní ochrannou diodu, aby proud zátěží nebyl přerušovaný a
vyloučila se možnost vzniku napěťové špičky při vypnutí spínače. Jestliže je zátěží např. motor, nelze
jednokvadrantovým řízením řídit brzdění. Charakteristika unipolární PWM je znázorněna na obr. 45.

Obr. 45 Jednokvadrantový zesilovač s induktivní zátěží a unipolární modulací PWM.

PWM pro dvoukvadrantové operace
Dvoukvadrantové operace pro řízení výkonového zesilovače dávají obecnější možnosti řízení
výkonu proti řízení jednokvadrantovému. Při dvoukvadrantovém řízení je možné řídit nejen velikost
řízeného výkonu na zátěži, ale také určovat směr řízeného výkonu. V praxi to znamená, že touto
modulací lze řídit výkon na zátěží i v případě, když se zátěž změní ve zdroj výkonu. Vstupní řídicí
napětí se pohybuje v intervalu
maxmax iii
UuU +≤≤− . Při dvoukvadrantovém řízení se obvykle
používají dva spínače, které se řídí pulzní šířkovou modulací s několika možnými formáty. Existuje
několik možností, jak oba spínače řídit vhodnou PWM. Předpokládejme, že zátěží bude např. ss
motor, který představuje kombinovanou R, L zátěž. Pokud je přívod energie na hřídeli motoru z
vnějšího zdroje síly vyšší, motor se změní v generátor a dvoukvadrantové řízení umožňuje řízené
brzdění motoru v modu disipativním (brzdná energie se mění v teplo) a nebo v módu rekuperačním
(brzdná energie se vrací do zdroje). Základní zapojení dvojice spínačů pro dvoukvadrantové řízení je
na obr. 46.
Unipolární modulace pro 0≥
i
u , kdy spínač T
1
je ovládán unipolární modulací PWM1 při zavřeném
spínači T
2
(na obr. tlustá charakteristika) a pro 0≤
i
u je T
2
ovládán unipolární modulací PWM2 při
zavřeném spínači T
1
(na obr. tenká charakteristika).
Bipolární modulace, kdy v celém rozsahu řídicích napětí:
maxmax iii
UuU +≤≤− platí :
21 PWMPWM = (na obr. 46 - středně tenká charakteristika). Při této modulaci platí pro 0=
i
u , že
poměr 5,0=
op
T
T
.


Obr. 46 Dvoukvadrantové řízení výkonu na zátěži s modulací PWM a používané formáty PW modulace

PWM pro čtyřkvadrantové operace
Čtyřkvadrantové proporciální řízení s PWM je obecné řízení, které umožňuje řízení příkonu i výkonu
ss motoru v obou smyslech točení a umožňuje řízené rekuperační brzdění. Proto je čtyřkvadrantové
řízení základem všech polohových i rychlostních servomechanismů. Nejčastěji používané zapojení
silové části tvoří můstkové uspořádání čtyř hlavních spínačů27 podle obr. 47. Spínače 1 - 4 jsou podle
aplikace buď bipolární tranzistory (BJT), unipolární (MOSFET), IGBT, MCT, GTO a další. Každý
spínač musí být doplněn antiparalelně zapojenou diodou. Diody jsou při induktivní zátěží nezbytnou
součástí zapojení. Většina používaných spínačů již tyto komutační diody obsahují ve svém pouzdru.
Obecně lze H - můstek řídit několika typy PWM. Předpokládáme podobně jako u řízení
dvoukvadrantového, že vstupní řídicí napětí ui nabývá hodnot v intervalu:
maxmax iii
UuU +≤≤−
Obvykle požadujeme, aby se smysl otáčení servomotoru řídil znaménkem řídicího napětí
i
u . Lze
použít modulaci PWM unipolární nebo PWM bipolární podle specifických požadavků zadání.

Obr. 47 Obecné zapojení H - můstku pro čtyřkvadrantové operace s PWM a statické charakteristiky
různých variant PWM

Unipolární modulace, která je na obr. 47 naznačena statickou charakteristikou (středně tenkou). Při
této modulaci se v prvé části periody sepnou současně spínače 1,2 a v druhé části naopak spínače 3,4.
Hlavním rysem této modulace je stav při 0=
i
U , kdy poměr aktivní části periody T k délce T
op

periody PWM je právě 1. Je to stav, při kterém je střední hodnota napětí na zátěži nulová, ale efektivní
hodnota je nenulová. Pokud je zátěží motor, tak se za tohoto stavu sice neotáčí, ale protékající proud
se mění v Jouleovo teplo, které je nutno odvádět.
Bipolární modulaci PWM (na obr. 47 je pro kladné řídicí napětí statická charakteristika daná tlustou
čárou). Spínač 1 je pro kladné řídicí napětí trvale sepnut ( 1=
op
T
T
), spínač 2 je řízen PWM podle obr.
47 a spínače 3,4 jsou vypnuty. Pro záporná řídicí napětí je naopak trvale sepnut spínač 3 a PWM se
přivádí na spínač 4. Spínače 1,2 jsou vypnuty. Při této modulaci jsou proto při nulovém řídicím napětí
všechny spínače vypnuty a řízení je s ideálními spínači bezeztrátové.

Obecné čtyřkvadrantové řízení
Řízení ss motorů pulzní šířkovou modulací v diagonále spínacího H - můstku lze zobecnit pro řízení v
motorovém režimu (I. a III. kvadrant) a v režimu řízeného rekuperačního brzdění (II. a IV. kvadrant).
Na obr. 48 je schematicky zobrazen způsob řízení v jednotlivých režimech a v jednotlivých
kvadrantech.

Obr. 48 Zobecnělé řízení ss motorů s PWM a se spínacím H – můstkem


Výkonové spínače

Tyristor - SCR (Silicon - controlled rectifier)
Polovodičový spínač se strukturou PNPN s V-A charakteristikou typu S danou oblastí záporného
diferenciálního odporu v propustném stavu. Sepnutí tyristoru lze dosáhnout několika způsoby
• kladným napětím u
GK
mezi řídicí elektrodou a katodou za předpokladu kladného
anodového napětí U
AK

• překročením max. napětí U
AK
v propustném stavu (to není typický způsob)
• světelnou energií, je-li systém vybaven okénkem
• překročením kritické rychlosti změny U
AK
.
Podstatná vlastnost tyristoru – problematické zavírání (zhášení). Proto se dnes tyristory používají
méně v aplikacích řízení nízkých a středních výkonů a více pro řízení velmi vysokých výkonů.
Tyristor se totiž může zavřít pouze přepólováním anodového napětí nebo snížením proudu pod jistou
prahovou hodnotu I
h
(minimální přídržný proud). V praxi se nejčastěji používá prvá možnost a při
fázovém řízení ve střídavých aplikacích je tato komplikace přijatelná.
Schematická značka a typická V-A charakteristika je obr. 49.

Obr. 49 Schematická značka a V-A charakteristika tyristoru

Triac
Triac je bipolární vícepřechodový prvek, který lze funkčně chápat jako dvojici antiparalelně
zapojených tyristorů. Schematická značka a principiální V -A charakteristika triaku je na obr. 50. Jeho
použití je především pro fázové řízení při technickém kmitočtu. V prvém kvadrantu pracuje v t.zv. (+)
modu, kdy na T2 je kladné napětí proti T1, a sepne při kladném napětí na řídicí elektrodě. Naopak ve
III. kvadrantu pracuje triak v (-) modu, kdy na T1 je kladné napětí proti T2 a na řídicí elektrodu přichází
záporný napěťový impulz. Triak je obvykle efektivnější ve srovnání s dvojicí antiparalelních tyristorů.
Jeho symetrie není vždy dokonalá, ale při impulzním řízení to však obvykle není na závadu. Impulzní
řízení vyžaduje nezbytně galvanické oddělení přes transformátor, nebo přes optočleny.

Obr. 50 Schematická značka triaku a jeho V - A charakteristika

GTO tyristor (Gate turn - off thyristor)
GTO má stejně jako normální tyristor PNPN přechody. Schematická značka GTO tyristoru je na
obr. 51. Spíná se stejně jako tyristor malým kladným impulzem do řídicí elektrody, avšak na rozdíl od
normálního tyristoru můžeme GTO vypnout zavedením záporného impulzu na řídicí elektrodu. GTO
se vyrábějí a používají na řízení výkonů v nejvyšších výkonových kategoriích. Spínací parametry
4000 V a 3000A jsou hodnoty pro GTO typické. Při spínání takto velkých proudů vznikají velké
problémy s chlazením (rozložení tepelného gradientu na čipu) a jsou kladeny neobyčejné nároky na
pevnost mechanické konstrukce pouzdra, neboť opakované dynamické síly při spínání takových
proudů jsou enormní. Řízené zhášení záporným napětím na řídicí elektrodu přináší pro obvodové
řešení řídicích obvodů rovněž jisté specifické problémy. GTO je totiž z hlediska spínacích příkonů
velmi nesymetrickým prvkem. Při sepnutí lze počítat, že poměr
()1000150÷≥
g
a
I
I
.
Při vypínání je tento poměr
()43÷≥
g
a
I
I
.
Typické aplikace -- AC a DC. řízení motorů, indukční ohřev, řízení palivových článků, řízení
velkých zálohových zdrojů UPS.

Obr. 51 Zhášecí tyristor GTO, schematická značka a průběhy při zhášení

Bipolární výkonové spínací tranzistory BJT (Bipolar Junction Tranzistor)
Tranzistor je prvek řízený proudem báze i
B
. Přechod B-E má vlastnosti diody, napětí u
BEmin
je proto
u
BE
>0,6V. Teplotní závislost proudu a napětí u
BE
je lineární a záporná. Napětí u
KB
je (viz obr. 52)
závislé na stavu tranzistoru. Při zavřeném tranzistoru je u
KB
>0, jestliže je otevřen na mezi saturace, je
u
KB
= 0 a při stavu přesycení (
BEK
ihi
21
< ) bude u
KB
< 0.
Proudový zesilovací činitel h21E je závislý na velikosti protékajícího proudu podle obr. 52.
Napětí u
CE
tranzistorového spínače závisí na budícím proudu. Jestliže je tranzistor buzen na mez
saturace, platí: u
KB
= 0 a proto také: u
CE
= u
BE
= 0,6 až 1,5 V. Přesycením se u tranzistoru nejprve
snižuje u
CE
a při vyšším přebuzení se naopak zbytkové napětí zvyšuje.

Obr. 52 Bipolární tranzistor (BJT)
Výkonové MOSFETY
Tranzistory řízené polem jako výkonové spínací prvky přinesly do této kategorie zcela novou
kvalitu. Vzhledem k napěťovému řízení vykazují obrovské výkonové zesílení. Protože se jedná o
prvek, který napětím mění vodivost kanálu Drain - Source, má takový spínač prakticky nulové
zbytkové napětí. Napětí na sepnutém spínači MOSFET ovlivňuje parametr R
DSON
podle vztahu
DDSONDSON
IRU = , Ω≤≤ 5,2005,0
DSON
R .
Spínače na vyšší napětí mají i vyšší R
DSON
. Odpor R
DSON
má kladný teplotní koeficient a proto
paralelní spojení několika prvků je možné. Na tomto principu jsou vlastně výkonové MOSFETY
založeny. Výrobně se totiž jedná o paralelní spojení 10
3
-- 10
5


prvků na jednom čipu. Vyrábějí se v
provedení s kanálem N i s kanálem P.
Typické aplikace -- střední výkony (400V / 100A), vysoká frekvence spínání. Spínací zdroje, UPS,
SSR (solid state relay), PWM řízení motorů, řízení trojfázových motorů změnou frekvence a pod.

IGBT (Insulated Gate Bipolar Tranzistor)
Polem řízený bipolární tranzistor. Jde o strukturu, která velmi úspěšně kombinuje přednosti bipolární i
unipolární technologie. Tranzistor IGBT má vysoké výkonové zesílení (ovládá se jako MOSFET
napětím), ale jinak má vlastnosti bipolárního tranzistoru. Schematická značka na obr. 53. Unipolární
tranzistor ovládá vodivost čtyřvrstvé struktury PNPN, kterou lze nahradit podle obr. 53b dvojicí NPN
a PNP. Proud dvojice tranzistorů je ovládán odporem kanálu vstupního FETu. V-A charakteristika je
podobná charakteristice BJT. Zbytkové napětí v otevřeném stavu je vyšší něž u jednoduchého BJT a
přibližně odpovídá Darlingtonovu zapojení BJT. Řídicí kladné napětí otevírá tento spínač.
Typické aplikace -- střední a velký výkon, napětí 100 až 1500V, proudy 10A až 1000A. Vstupní
kapacita C
in
je menší (u srovnatelných typů) proti C
in u
MOSFETů. IGBT pro napětí nad 100V plně
nahrazuje BJT a vykazuje obecně lepší dynamické vlastnosti. Je vhodný pro aplikace s opakovací
frekvencí do 10 kHz.

Obr. 53 a) Schematická značka IGBT, b) náhradní schéma struktury, c) V-A charakteristiky IGBT

SIT (Static Induction Tranzistor)
Polovodičový spínač pro vysoké frekvence a velké výkony. Prvek má vlastnosti velmi podobné
vakuové triodě a proto se někdy hovoří o "triodě v pevné fázi". Schematická značka je na obr. 54. Je
to spínač vhodný pro aplikace v oboru výkonové vf techniky a všude tam, kde relativně velký úbytek
na otevřeném SITu (u
DSmin
> 10 V) je akceptovatelný.
Typické aplikace -- Lineární výkonové zesilovače v oblasti VHF/UHF, ultrazvukové generátory
apod.

Obr. 54 Schematická značka SIT a SITH


SITH (Static Induction Thyristor)
Na podobném principu jako SIT je navržen i vypínatelný tyristor, který má podobné vlastnosti jako
tyristor GTO. Schematická značka je na obr. 54b. Ve srovnání s GTO však má vyšší zbytkové napětí
(cca 4 až 5 V), vyrábí se na vyšší napětí, spínací frekvence je rovněž několikanásobně vyšší.
Výkonový zisk při zavírání je naopak mírně nižší, takže pro zavírání je nutný vyšší závěrný proud do
řídicí elektrody.
Typické aplikace -- obor vf a vn zařízení.

MCT - MOS Controlled Thyristor
Spojením unipolární a bipolární technologie – MCT, podobně jako v případě IGBT, vznikl spínací
prvek s vlastnostmi GTO, který je však řízen polem. Má proto velmi vysoké výkonové zesílení, a to
jak při otevírání, tak i zavírání. Zbytkové napětí je ze všech popisovaných prvků nejmenší a bývá i při
nejvyšších výkonech cca 1 V. Schematická značka a náhradní schéma sestavené z diskrétních prvků je
na obr. 55.

Obr. 55 Schematická značka a náhradní schéma vypínatelného MOS tyristoru (MCT)


Výkonové integrované obvody (PIC)

PIC (Power Integrated Circuits) se nejčastěji používají v řídicích jednotkách pohonů a proto se
nejčastěji jedná o doplnění spínače ochrannými obvody, jako např. rychlá nulová dioda spojená
s vlastním spínacím prvkem antiparalelně, nebo ochranné obvody proti teplotnímu přetížení spínače,
nebo speciální obvody pro posun řídicího signálu horních plovoucích spínačů H - můstku a pod.
V kategorii obvodů PIC jsou rovněž výkonové spínače s ochranami spojené do H - můstku, eventuálně
do trojfázového můstku. Obvody se dále rozdělují na nízkonapěťové a vysokonapěťové.
Typické obvody PIC:
• MOSFET spínače s "inteligencí",
• poloviční H - můstek s buzením a s "inteligencí",
• úplný H - můstek spínačů s buzením a s "inteligencí",
• obvody pro řízení krokových a bezkartáčových motorů s ochranami,
• trojfázové řídicí obvody pro frekvenční řízení trojfázových indukčních motorů,
• speciální obvody na zakázku - ASPIC (Application Specific Power Integrated Circuits)

Pojem "inteligentní spínač" (smart) je PIC, jehož funkce je patrná z blokového schématu na obr. 56.
Spínač je řízen logickým signálem (obvykle úrovně TTL), který je galvanicky oddělen od vlastního
spínače. Řídicí logika zpracovává mimo řídicí signál rovněž signál o teplotě přechodu spínače a
proudu spínačem. Po překročení dovolené teploty, proudu nebo obou veličin spínač automaticky
vypíná. Obvod je současně jištěn proti přepětí a vnitřní obvody zajišťují dokonalé otevírání spínače i
při plovoucí zátěži, jak je na obr. naznačeno. Takové obvody se vyrábějí nejen pro jednotlivý spínač,
ale i pro sériovou dvojici spínačů polovičního H - můstku nebo i pro celý H - můstek.


Obr. 56 Princip "inteligentního" spínače MOS, vyráběného jako PIC




Napájecí zdroje

Napájecí zdroj je soubor elektronických obvodů, které změní výstupní napětí, usměrní jej, filtruje,
stabilisuje a ochrání před přetížením. Napájecí zdroje se navrhují podle požadavků zadání. Pro malé
výkony se používá klasické uspořádání - transformátor, usměrňovač (jednocestný nebo dvoucestný),
pasivní RC nebo LC filtr a lineární regulátor napětí (stabilizátor). V méně exponovaných zařízeních
často postačí pouze parametrický stabilizátor vytvořený Zenerovou nebo lavinovou diodou. Blokové
schéma klasického napájecího zdroje je na obr. 57a.
Pro vyšší výkony, nebo ve speciálních případech s požadavkem na max. účinnost zdroje, se
používá impulzní napájecí zdroj podle blokového schématu na obr. 57b. Zde se síťové napětí bez
transformátoru usměrňuje a ss napětí se přivede na střídač, který je řízený metodami PWM a zpětnou
vazbou. Pulzní napětí se pomocí pulzního transformátoru (obvykle s ferritovým jádrem) transformuje
na požadovanou úroveň, usměrňuje a filtruje na požadované zvlnění. Frekvence střídače bývá v
rozsahu 10
3
– 10
6
Hz. Vzhledem k tomu jsou induktory a transformátory velmi malé objemově i
hmotnostně, zařízení vyzařuje minimum tepla a může být proto konstrukčně velmi malé. Na druhé
straně je však komplikovanější a zatím i dražší.

Obr. 57 Blokové schéma klasického napájecího zdroje, b) blokové schéma impulzního napájecího zdroje

Klasické napájecí zdroje
Výstupní napětí na transformátoru usměrňujeme obvykle jedním ze tří základních zapojení na obr. 58.

Obr. 58 Tři základní typy usměrňovačů

Zdvojovače a násobiče napětí
Pomocí diod a kondenzátorů lze sestavit ss napěťové zdroje s napětím, které je násobkem vstupního
střídavého napětí. Greinacherův zdvojovač napětí na obr. 59a, nebo Delonův násobič napětí na obr.
59b jsou základními obvody.

Obr. 59 a) Zdvojovač , b) násobič napětí

Stabilizace a regulace napětí
Usměrňovač, zdvojovač nebo DC/DC měnič lze chápat jako zdroj napětí v sérii s vnitřním, obvykle
nezanedbatelným od